Виды сигналов. Способы формирования стереофоннических сигналов

Известны следующие способы формирования группового сигнала:

Автовыбор (селективное сложение);

Линейное сложение;

Оптимальное (взвешенное) сложение;

Комбинированный способ.

Помехоустойчивость этих способов формирования группового сигнала чаще всего оценивается энергетическим критерием, т. е. увеличением отношения сигнал/помеха при разнесенном приеме по сравнению с отношением сигнал/помеха при одиночном при­еме. В случае передачи дискретных сигналов помехоустойчи­вость целесообразно оценивать и вероятностным критерием, позволяющим судить о вероятности ошибок при разнесенном и одиночном приемах.

Рассмотрим основные принципы реализации систем связи с разнесенным приемом при различных способах формирования группового сигнала и оценим их помехоустойчивость.

АВТОВЫБОР

Автовыбор состоит в том, что в любой мо­мент времени выбирается приемный тракт с наибольшим выход­ным сигналом. При этом для i -гo канала с наибольшим в дан­ный момент сигналом весовой коэффициент С j = 1,а для всех ос­тальных каналов С j i = 0. т. е. результирующий сигнал согласно выражениям (6.2), (6.3). (64) может быть записан в виде

где .

Вот почему автовыбор называют также селективным (избирательным) сложением.

Структурная схема приемного устройства с оптимальным автовыбором при сдвоенном приеме приведена на рис, 6.1. Коле­бания от обоих приемников поступают на устройство сравнения уровней. В результате сравнения уровней колебаний вырабаты­вается управляющий сигнал, который к выходному устройству подключает приемник с большим уровнем сигнала. Приемник с меньшим уровнем сигнала в это время отключается. Для уменьшения искажений сигналов время переключения приемников дол­жно быть малым. Система с автовыбором пригодна для приема телефонных и телеграфных сигналов в том случае, если время переключения приемников не превышает 15-20 мкс.

Место включения устройств при приеме AM сигналов существенного значения не име­ет. Они могут включаться либо до детекторов, либо после них.

При приеме ЧМ сигналов устройство сравнения должно распола­гаться до ограничителей, так как после ограничителей уровни сигналов одинаковы и теряется информация о том, сигнал како­го канала больше. В случае приема частотно-манипулированных сигналов управляющие устройства необходимо располагать после частотных детекторов. Если управляющие устройства располо­жить до частотных детекторов, то при быстром переключении каналов одна часть элементарного импульса будет проходить че­рез фильтр частотного детектора первого приемника, а другая часть - через фильтр частотного детектора второго приемника. В таком случае во избежание искажений сигнала фильтры час­тотных детекторов должны рассчитываться на пропускание им­пульсов более коротких, чем длительность элементарного импуль­са. Это привело бы к существенному снижению помехоустойчи­вости.

Для количественной оценки помехоустойчивости системы свя­зи с оптимальным автовыбором по энергетическому критерию необходимо определить и сравнить средние значения отношения сигнал/помеха при одиночном приеме и оптимальном автовыбо­ре. Среднее значение мощности полезного сигнала можно найти по формуле

, (6.6)

где Т - интервал усреднения, значительно больший периода из­менения передаваемого сигнала A(t).

В радиодиапазоне скорость изменения A(t) значительно выше скорости изменения коэффициента передачи канала a i (t). Выбирая T А <T А, T a - периоды изменения А(t) и a 1 (t) соответственно, и считая величину a i (t) на интер­вале Т постоянной, выражение (6.6) перепишем в виде

(6.7)

(6.8)

Среднеквадратичное значение передаваемого сигнала.

Среднеквадратичное значение аддитивных помех для всех ветвей разнесенного приема можно считать одинаковым, т. е.

(6.9)

Отношение сигнал/помеха в i -й ветви равно

, (6.10)

Величина h i 2 (t) изменяется во времени из-за изменения ко­эффициентаa i (t) , так как h 0 - величина постоянная. Усред­ненное на интервале T1 >> Т a значение отношения сигнал/помеха приодиночном приеме (в i -й ветви) определяется выражением

Для стационарных случайных процессов среднее по времени равно среднему по ансамблю, т. е.

, (6.13)

где W(а 2 i)- плотность вероятности квадрата коэффициента передачи канала.

Прежде всего найдем выражение для распределения коэф­фициента передачи канала, исходя из известного правила преоб­разования случайных величин:

. (6.14)

Учитывая, что огибающая амплитуды сигнала пропорциональ­на коэффициенту передачи канала, и выбирая для простоты пос­ледующих выкладок коэффициент пропорциональности, равный , получим

т.е. . (6.15)

При интервалах наблюдения до 10 мин плотность вероятности огибающей амплитуды сигнала W(U), как отмечалось, определя­ется релеевским законом (1.12). Подставляя (6.15) и (1.12) в (6.14), получим

. (6.16)

Теперь по правилу (6.14) находим плотность вероятности квадрата коэффициента передачи канала

, (6.17)
вычисляем интеграл (6.13)

, (6.18)

И получаем окончательное выражение для среднего значения от­ношения сигнал/помеха при одиночном приеме:

Вероятность того, что случайная величина h i 2 в i-м канале при одиночном приеме станет меньше некоторого значения h 2 , оп­ределяется интегральной функцией распределения вероятностей

. (6.20)

Из выражения (6.20) по правилу (6.14) находим

; (6.21)

. (6.22)

Если изменения a i ., а следовательно, и h i в различных ка­налах считать независимыми, то при n -кратном разнесении веро­ятность одновременного уменьшения отношения сигнал/помеха во всех каналах ниже порога h 2 будет определяться n -кратным про­изведением вероятностей, определяемых выражениями (6.21) и (6.22), т. е.

. (6.23)

Из (6.23) находим плотность вероятности отношения сигнал/ помеха при n-кратном разнесении:

. (6.24)

По аналогии с (6.13) среднее значение отношения сигнал/по­меха при n -кратном разнесении определяется интегралом

, (6.25)

В результате интегрирования по частям с использованием би­нома Ньютона и вычисления интеграла (6.25) получим

откуда следует, что отношение сигнал/помеха при оптимальном автовыборе определяется отношением сигнал/помеха при одиноч­ном приеме h 0 2 и кратностью разнесения п. Отношением

. (6.27)

оценивается выигрыш по мощности разнесенного приема с автовыбором по сравнению с одиночным приемом. Значения В n при различных кратностях разнесения приведены в таблице 6.1.

Для приближенной оценки вероятности ошибок при разнесен­ном приеме дискретных сигналов предположим, что можно ука­зать некоторую граничную величину h 2 гр которая характеризуется тем, что при h 2 > h 2 гр , прием происходит практически без иска­жений, а при h 2 < h 2 гр вероятность появления ошибок близка к единице. При сделанных допущениях интегральная функция рас­пределения (6. 23) при h 2 = h 2 гр определяет вероятность ошибки

. (6.28)

В случаях малых значений отношения представляющих наибольший практический интерес, вероятность ошибок равна

т. е. убывает по показательному закону с увеличением кратнос­ти разнесения п.

Вероятность ошибки при одиночном приеме дискретных сигналов с активной паузой в отсутствие замираний определяется выражением

. (6.30)

При наличии медленных замираний вероятность ошибки в системе связи с n-кратным разнесенным приемом тех же сигна­лов можно определить усреднением Р 0 по всем значениям h 2 в соответствии с плотностью распределения (6.24):

. (6.31)

Интегрируя (6.31) по частям, при n=2 получим

. (6.32)

Как показано в , при n-кратном разнесении

(6.33)

По этой формуле на рис. 6.2 построены зависимости показывающие, что наиболее ощутимый резуль­тат, по сравнению с одиночным приемом, дает сдвоенный прием.

Поэтому с учетом экономических соображений сдвоенный прием находит самое широкое применение.

Формула (6.27) получена в предположении, что корреляция между сигналами отдельных ветвей приема отсутствует. Умень­шение выигрыша становится существенным при коэффициенте корреляции r >0,6.

В случае сдвоенного приема при большом отношении сиг­нал/помеха влияние корреляции между сигналами приблизи­тельно эквивалентно уменьшению мощности сигнала в

раз. Значит, вероятность ошибки согласно (6.29) определяется выражением

, (6.34)

ЛИНЕЙНОЕ СЛОЖЕНИЕ СИГНАЛОВ

При линейном сложении коэффициенты усиления складыва­емых сигналов должны быть одинаковы, т. е. коэффициенты C d , входящие в выражение (6.4), равны единице. Равенство ко­эффициентов усиления приемников обычно обеспечивается общей схемой АРУ. В этом случае величина коэффициентов усиления определяется наибольшим из складываемых сигналов.

Схема приемного устройства сдвоенного приема с линейным сложением сигналов приведена на рис. 6.3. Когерентность сиг­налов, складываемых на промежуточной частоте, обеспечивает­ся системой фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ). Несинфазность складываемых сигналов ведет к ухудшению результирующего отношения сигнал/помеха, особенно при равенстве уровней складываемых сигналов. Зависимость уменьшения сигнал/по­меха суммарного сигнала от степени несинфазности < j для сдвоенного приема приведена на рис. 6.4, из которого видно, что при 38 0 потери в отношении сигнал/помеха составляют около 1 дБ, а при 50° - 2 дБ. Следовательно, фазирование сиг­налов с высокой точностью не обязательно. Чем больше отлича­ются уровни складываемых сигналов, тем меньше сказывается их несинфазность на отношении сигнал/помеха.

Место включения суммирующего устройства S, при линейном сложении зависит от вида модуляции принимаемого сигнала. При приеме AM сигналов сложение можно производить как до детек­торов, так и после них, так как отношение сигнал/помеха на входе и выходе амплитудного детектора одинаково. В случае при­ема ЧМ сигналов сложение целесообразно производить до детек­торов. Это обусловлено тем, чтона выходе частотного детекто­ра отношение сигнал/помеха ухудшается, если на входе детекто­ра оно ниже некоторого порогового значения. Следовательно, при сложении сигналов после частотных детекторов уменьшается и результирующее значение отношения сигнал/помеха. Кроме то­го, в случае линейного сложения до детектора уменьшаются ис­кажения сигнала, вызываемые многолучевостью распространения радиоволн.

При ОМ генерируется в канал связи одна боковая полоса.

ОБП – сложная амплитудно-частотная модуляция.

Если имеется чистый тон: U=U W cosWt

U=U o (1+m cosWt) cos wt=

При ОБП – нет несущего колебания (1-ое слагаемое) и одной боковой полосы.

Для демодуляции такого сигнала, необходимо восстановить несущую. Поэтому при модуляции оставляют немного несущею гармонику

Преимущества: - более эффективное использование мощности передатчика: при m=1 в боковой полосе содержится мощности всего сигнала; при суммарной мощности – в БП – 1/6 мощности.

В однополосном сигнале основная мощность расходуется на создание информационного сигнала;

ОБН модуляция занимает меньшую полосу частот, следовательно, на одном и том же участке можно разместить в 2 раза больше станций (каналов).

Недостатки: - для приема ОБП требуется восстановление несущей, т.е. дополнительная аппаратура в приемнике (гетеродин c f n и фильтр на f n);

Требуется повышенная стабильность частоты гетеродина приемника, и передатчика (10 -6 10 -8);

Формирование ОБП – более сложное, чем АМ. осуществляется на малых уровнях Р, а затем усиливается сформированных ОБП сигнал.

Используется двухполосная модуляция – модуляция без несущей, тоже выгодны энергетически, но полоса больше.

1. Фильтровой метод формирования ОБП.

Сначала подают несущее колебание, т.к. его отфильтровать тяжело, оно мощное и близко расположено к боковой полосе.

Сделать фильтр полосовой, который вырежет ону боковую полосу.

Чтобы убрать несущую из АМС необходимо перемножить 2 сигнала: и на выходе получить сигнал без несущей.

Используют 2 метода получения х:

1) основан на формировании двух модулированных колебаний: (противофазных)

- балансный модулятор.

Для более качественного подавления, используют????? модуляторы (есть мост) должна быть обеспечена идентичность каналов.

2) основан на соотношении у=(a+b) 2 .

Если сумму или разность возвести в квадрат, то получим:

есть постоянная составляющая и гармоника с 2W

нужно возвести в квадрат, используем диоды или ПТ с квадратными характеристиками.

На выходе х двух сигналов.

После подавления несущей, необходима фильтрация одной боковой полосы.

ПФ – кварцевые, LC, пьезоэлеханические.

ПФ должен иметь большую крутизну скатов ЧХ вне полосы.

2-ую БП нужно подавить на 60 дБ.

Кварцевые фильтры можно использовать до 10МГц, но чем меньше частота, тем проще требования к фильтру, поэтому чаще всего делают многоступенчатые преобразования сигнала: в качестве поднесущего колебания 100-150 кГц, в качестве фильтров – электромеханические, требуемая крутизна подавления. Затем этот ОБП сигнал переносится на более высокую частоту.

- на выходе БМ 2 расстояние между полосами 2w 1 – большое, и для подавлении боковой полосы можно использовать LC-фильтры.

Иногда делают тройное преобразование, когда большая частота передатчика.

Поскольку информация заключена в амплитуде сигнала, которая может меняться от 0 до U W max , то усилители должны иметь большой динамический диапазон и хорошую линейность.

В ламповых генераторах работают без сеточных токов, т.к. они имеют нелинейность, здесь недоиспользование АЭ по мощности на 20¸30%, работа в недонапяжённом режиме.

БТ, имеют нелинейные характеристики, их для усиления сигнала применять нежелательно, поэтому чаще используют ПТ.

А для увеличения ОБП разрабатываются приборы для увеличения крутизны, увеличения линейности характеристик.

В ОБП усилителях можно использовать только 2 угла отсечки:q=90 0 , q=180 0 .

2. Синтетический метод формирования ОБП.

Основан на синтезе ОБП сигнала на больших уровнях мощности.

Одновременно осуществляется АМ и ЧМ.

(не должно быть умножителей частоты).

Синтез сигнала осуществляется на требуемой рабочей частоте.

Недостаток: - АМС и ЧМС должны быть синфазными, расхождение приводит к изменению спектра

Так информация заложена в ЧМС, то умножители не применяют.

3. Фазокомпенцационный метод.

Несущее колебание и боковая полоса подавляются в результате подбора фазовых соотношений между АМ колебаниями. Используются несколько колебаний сдвинутых по фазе: 360 0 /n, n³3.

Трехфазная система: (сдвинуты на 120 0).

Достоинство метода: ОБП формируется на рабочей частоте.

Недостаток: - необходимы идентичные АМ (модуляторы).

Необходимо наличие фазовращателей, которые работают от 300 Гц до 3,5 кГц.

4. Фазоразностный метод формирования сигнала.

Устранение несущей колебания с помощью балансных модуляторов.

Изменение включения фазовращателя, можно получить вершину БП.

Точность подавления несущего колебания зависит от фазовых соотношений комбинированных колебаний.

Применяют: (1+3).

5.Фазофильтровой метод

Нижняя боковая полоса.

Владельцы патента RU 2660126:

Изобретение относится к системам формирования сигнала спутниковой радионавигационной системы ГЛОНАСС, а именно к средствам управления передачей и её коррекцией. Техническим результатом является уменьшение погрешностей формирования сигнала посредством цифрового формирования групповых навигационных радиосигналов диапазонов L1, L2, которые излучаются одной антенной. Способ формирования группового навигационного сигнала ГЛОНАСС включает формирование навигационных сигналов с кодовым и частотным разделением в диапазонах L1, L2 и сигнала с кодовым разделением L3, их усиление и излучение через одну антенну, при котором сигналы в диапазонах L1, L2 с кодовым и частотным разделением суммируются на входе усилителя мощности, при этом образуется суммарный сигнал, имеющий амплитудную модуляцию, далее групповой сигнал синтезируют методом оптимального выравнивания, для этого все сигналы представляются в комплексной форме, далее сигнал преобразуется в выравнивателе, который исключает амплитудную модуляцию и в основе которого лежит преобразование комплексного сигнала в соответствии с определением функции sign:

Изобретение относится к системам формирования сигнала спутниковой радионавигационной системы ГЛОНАСС, а именно к средствам управления передачей сигнала и его коррекции.

Из уровня техники известны способы формирования навигационного сигнала ГЛОНАСС, в частности способ формирования группового сигнала ГЛОНАСС (см. статья А.Ю.Середа, К.В. Детюк «Бортовой информационно-навигационный комплекс КА «ГЛОНАСС-К». Инженерный вестник Дона №3, том.21, 2012, стр.115-119, Издательство Северо-Кавказский научный центр высшей школы федерального государственного автономного образовательного учреждения высшего профессионального образования Южный федеральный университет) при помощи которого осуществляется формирование и излучение навигационных сигналов с частотным разделением в диапазонах L1, L2, а именно сигналов с открытым доступом L1OF, L2OF, и сигналов с санкционированным доступом L1SF, L2SF, также при помощи него осуществляется формирование и излучение навигационного сигнала с кодовым подразделением в диапазоне L3, а именно сигнала с открытым доступом L3OC.

Недостатком указанного в качестве наиболее близкого аналога способа является то, что при помощи него невозможно формировать и излучать сигнал с кодовым разделением в диапазонах L1, L2, что порождает дополнительные взаимные задержки между формируемыми сигналами с частотным и кодовым разделением, приводя к погрешности формирования сигнала.

Техническим результатом заявленного изобретения является обеспечение уменьшения погрешностей формирования сигнала посредством цифрового формирования групповых навигационных радиосигналов диапазонов L1, L2, которые излучаются одной антенной.

Технический результат достигается за счет создания способа формирования группового навигационного сигнала ГЛОНАСС включающего формирование навигационных сигналов с кодовым и частотным разделением в диапазонах L1, L2 и сигнала с кодовым разделением L3, их усиление и излучение через одну антенну, при котором сигналы в диапазонах L1, L2 с кодовым и частотным разделением суммируются на входе усилителя мощности, при этом образуется суммарный сигнал, имеющий амплитудную модуляцию, далее групповой сигнал синтезируют методом оптимального выравнивания, для этого все сигналы представляются в комплексной форме, далее сигнал преобразуется в выравнивателе, который исключает амплитудную модуляцию и в основе которого лежит преобразование комплексного сигнала в соответствии с определением функции sign:

В частном варианте выполнения для комплексных чисел используют следующую аппроксимацию для вычисления :

,

В другом частном варианте выполнения для комплексных чисел используют следующую аппроксимацию для вычисления :

,

Заявленное изобретение проиллюстрировано следующими схемами:

Фиг.1 –структурная схема формирователя группового навигационного сигнала ГЛОНАСС.

Фиг. 2–схема формирования выровненного сигнала.

На чертежах обозначено следующее:

1 - Бортовое синхронизирующее устройство;

2 - Цифровой формирователь навигационного радиосигнала L1 с частотным и кодовым разделениями;

3 - Цифровой формирователь навигационного радиосигнала L2 с частотным и кодовым разделениями;

4 - Цифровой формирователь навигационного радиосигнала L3 с кодовым разделениями;

5 - Усилитель мощности;

6 - Режекторный фильтр;

7 - Триплексер;

8 - Антенна.

Заявленный способ формирования группового навигационного сигнала ГЛОНАСС может быть реализован следующим образом.

Общая ширина полосы, в которой расположены все навигационные сигналы системы ГЛОНАСС, составляет более 400 МГц. Для формирования сигналов ГЛОНАСС предлагается формировать и усиливать групповые сигналы в каждом частотном диапазоне по отдельности.

Заявленный способ реализуется посредством излучения сигнала через одну антенну и базируется на принципиально новом методе формирования группового навигационного сигнала, объединяющего кодовые и частотные радиосигналы, характеризующегося неглубокой амплитудной модуляцией и незначительными энергетическими потерями (фиг.1).

Метод формирования группового радиосигнала, объединяющего сигналы с кодовым и частотным разделениями, рассматривается на примере радиосигнала диапазона L1 как наиболее сложного. Спектры сигналов перекрываются, поэтому сложить их на входе антенны после УМ без потерь мощности невозможно.

Для минимизации потерь сигналы суммируются на входе УМ. При этом образуется суммарный сигнал, имеющий амплитудную модуляцию. При отношении мощностей кодового и частотного сигналов 2:1 отношение максимальной амплитуды к минимальной будет равно 6. Следовательно, усилитель мощности должен иметь линейную амплитудную характеристику в диапазоне 16 дБ. Такой усилитель будет иметь КПД не лучше 20 процентов.

Теоретически показано, что синтезированный методом оптимального выравнивания суммарный групповой сигнал обеспечивает минимум потерь мощности формируемого сигнала. Групповой сигнал с неглубокой амплитудной модуляцией (АМ) может быть реализован ценой потери мощности не более 20%. Необходимо оценить, какие искажения и потери возникнут при аппаратной реализации метода на реальных схемах с учётом ограничений по быстродействию и разрядности цифроаналоговых устройств.

Основные операции происходят в преобразователе, который убирает АМ, и конвертере, который переносит групповой сигнал на несущую частоту. Все сигналы представляются в комплексной форме. Преобразователь, далее называемый выравнивателем, построенный на ПЛИС, должен свести АМ к минимуму, сохранив структуру обоих сигналов. Естественно, при этом возникнут комбинационные составляющие сигнала как следствие нелинейного преобразования. Спектр этих составляющих будет накладываться на спектр основных сигналов. Поэтому при усилении группового сигнала в УМ часть мощности перераспределится на них. Отсюда следует первый критерий оптимизации структуры выравнивателя – минимизация потерь. При преобразовании сигнала в конвертере может возникнуть второй источник потерь – зеркальный канал, который при невысокой частоте F пч, может оказаться в полосе пропускания УМ. Поэтому структура конвертера в сочетании с выравнивателем должна обеспечить подавление зеркального канала не менее 23 дБ, чтобы потери на зеркальный канал были менее 1%.

После прохождения группового сигнала через УМ отношение может измениться, если после выравнивателя останется какая-то амплитудная модуляция. Степень изменения будет зависеть от глубины остаточной модуляции.

Рассмотрим схему формирования выровненного сигнала (фиг.2), в основе которой лежит преобразование комплексного сигнала x в соответствии с определением функции sign:

При реализации такой схемы выравнивания сигналов возможна проблема, связанная с вычислительной сложностью операции sign для комплексных чисел. Для этой цели предлагается использовать следующую аппроксимацию для вычисления :

Величины I и Q являются скалярными значениями действительной и мнимой частей комплексного числа x. Таким образом, модуль этих величин определяется простой операцией отброса знака.

Если точности этой аппроксимации недостаточно, то значение можно вычислить:

В этом случае вычислительную трудность будет представлять операция вычисления квадратного корня. Эту операцию, как и операцию деления, можно выполнять табличным способом.

Предложенный способ формирования группового навигационного сигнала ГЛОНАСС позволяет решить задачу использования метода цифрового формирования групповых навигационных радиосигналов диапазонов L1 и L2, которые можно излучать одной антенной, уменьшить погрешность измерений, повысить пропускную способность межспутниковой радиолинии, совершенствовать радиосигнал межспутниковой радиолинии и аппаратуру приёма сигнала, что обеспечивает повышение скорости передачи по радиолинии в несколько раз.

1. Способ формирования группового навигационного сигнала ГЛОНАСС, включающий формирование навигационных сигналов с кодовым и частотным разделением в диапазонах L1, L2 и сигнала с кодовым разделением L3, их усиление и излучение через одну антенну, при котором сигналы в диапазонах L1, L2 с кодовым и частотным разделением суммируются на входе усилителя мощности, при этом образуется суммарный сигнал, имеющий амплитудную модуляцию, далее групповой сигнал синтезируют методом оптимального выравнивания, для этого все сигналы представляются в комплексной форме, далее сигнал преобразуется в выравнивателе, который исключает амплитудную модуляцию и в основе которого лежит преобразование комплексного сигнала в соответствии с определением функции sign:

,

2. Способ формирования группового навигационного сигнала ГЛОНАСС по п.1, отличающийся тем, что для комплексных чисел используют следующую аппроксимацию для вычисления :

,

где I и Q являются скалярными значениями действительной и мнимой части комплексного числа x.

3. Способ формирования группового навигационного сигнала ГЛОНАСС по п.1, отличающийся тем, что для комплексных чисел используют следующую аппроксимацию для вычисления :

,

где I и Q являются скалярными значениями действительной и мнимой частей комплексного числа x.

Похожие патенты:

Изобретение относится к области радиосвязи и может использоваться при построении адаптивных систем и комплексов КВ радиосвязи. Технический результат заключается в повышении пропускной способности адаптивной системы связи с OFDM сигналами.

Изобретение относится к технике радиосвязи при передаче массивов информации в цифровом формате. Технический результат состоит в обеспечении оптимальной скорости и дальности связи путем варьирования частотой передачи в зависимости от условий связи в канале.

Изобретение относится к спутниковой системе связи, в частности к системе управления космическим аппаратом (КА) и предназначено для исключения искажения команд управления, передаваемых с наземного комплекса управления (НКУ) на борт КА, вызванного узкополосной помехой.

Изобретение относится к области слежения за полетом космических аппаратов (КА) и может быть использовано в командно-измерительной системе (КИС) спутниковой связи. Способ включает передачу с наземного сегмента управления КИС по линии «Земля - КА» сигналов, содержащих команды управления КА.

Изобретение относится к области радиопередающих устройств и может быть использовано в составе бортовой аппаратуры космических аппаратов. Достигаемый технический результат - уменьшение величины продуктов интермодуляционных искажений третьего порядка, малые затраты ресурсов на реализацию.

Изобретение относиться к технологиям передачи данных и, в частности, к технологии управления мощностью. Техническим результатом является обеспечение возможности передачи отчетов о запасе мощности объединенных несущих UE в сценарии с множеством несущих таким образом, что базовая станция может надежно управлять мощностью передачи UE, и поэтому улучшается надежность и пропускная способность системы.

Изобретение относится к способу конфигурации сигнализации зондирующего опорного сигнала. Технический результат направлен на то, чтобы узел абонентского оборудования апериодически передавал зондирующий опорный сигнал (SRS), что повышает коэффициент использования ресурсов SRS и гибкость планирования ресурсов.

Изобретение относится к определению местоположения транспортного средства (ТС). Техническим результатом является надежная идентификация радиолокационных целей за счет исключения влияния погрешности счислимого места ТС и систематической ошибки курсоуказателя на результаты опознавания целей.

Изобретение относится к технике связи и может использоваться в системах беспроводной связи. Технический результат состоит в повышении пропускной способности каналов передачи.

Изобретение относится к радиотехнике, а именно к области радионавигации, и может быть использовано при построении приемников Глобальных Навигационных Спутниковых Систем (ГНСС)., Достигаемый технический результат – повышение чувствительности, точности и помехозащищенности мультисистемного приемника ГНСС.

Изобретение относится к области позиционирования. Техническим результатом является повышение точности позиционирования в здании, например, при спасательных операциях или во время работы пожарных. Предложен способ позиционирования, относительно координирующего устройства (50) связи, группы подчиненных устройств (10, 20, 30, 40, 50) связи, при этом способ содержит этапы, на которых: передают при помощи координирующего устройства (50) через средства (12, 22, 32, 42, 52) беспроводной цифровой связи в каждое подчиненное устройство (10, 20, 30, 40, 50) таблицу идентификации; передают при помощи каждого устройства (10, 20, 30, 40, 50) его подпись UWB; анализируют при помощи каждого устройства принятые подписи UWB и определяют расстояния, отделяющие указанное устройство (10,20,30,40,50) от каждого из других устройств (10, 20, 30, 40, 50); передают при помощи каждого подчиненного устройства (10, 20, 30, 40) в координирующее устройство (50) расстояния, отделяющие указанное подчиненное устройство (10, 20, 30, 40) от каждого из других устройств (10, 20, 30, 40, 50); определяют при помощи координирующего устройства (50) относительные положения подчиненных устройств (10, 20, 30, 40). 2 н. и 9 з.п. ф-лы, 8 ил.

Изобретение относится к системам формирования сигнала спутниковой радионавигационной системы ГЛОНАСС, а именно к средствам управления передачей и её коррекцией. Техническим результатом является уменьшение погрешностей формирования сигнала посредством цифрового формирования групповых навигационных радиосигналов диапазонов L1, L2, которые излучаются одной антенной. Способ формирования группового навигационного сигнала ГЛОНАСС включает формирование навигационных сигналов с кодовым и частотным разделением в диапазонах L1, L2 и сигнала с кодовым разделением L3, их усиление и излучение через одну антенну, при котором сигналы в диапазонах L1, L2 с кодовым и частотным разделением суммируются на входе усилителя мощности, при этом образуется суммарный сигнал, имеющий амплитудную модуляцию, далее групповой сигнал синтезируют методом оптимального выравнивания, для этого все сигналы представляются в комплексной форме, далее сигнал преобразуется в выравнивателе, который исключает амплитудную модуляцию и в основе которого лежит преобразование комплексного сигнала в соответствии с определением функции sign: , далее конвертер переносит групповой сигнал на несущую частоту. 2 з.п. ф-лы, 2 ил.

Процесс формирования сигнала в радиоканале осуществляется в несколько этапов:

Аналого-цифровое преобразование;

Кодирование речи;

Канальное кодирование;

Модуляция.

В процессе аналого-цифрового преобразования аналоговый речевой сигнал, ограниченный полосой частот от 300 до 3400 Гц, за счет дискретизации (частота дискретизации равняется 8 кГц) превращается в амплитудно-импульсно-модулированный сигнал (АИМ). Дальше каждая из 8 дискрет АИМ-сигнала кодируется разрядным двоичным кодом, т.е. АИМ-сигнал превращается в ИКМ-сигнал. В результате на выходе аналого-цифрового преобразователя (АЦП) формируется поток, скорость которого равняется 64 кбит/с.

Из выхода АЦП оцифрованный речевой сигнал поступает на кодер речи. Кодирование речи в стандарте GSM осуществляется в рамках системы прерывчатой передачи языка (DTX), что обеспечивает включение в работу передатчика только на время разговора и отключает его в паузах и в конце разговора. Одним из основных заданий кодирования речи есть сжатие речевого сигнала с целью снижения скорости передачи. Применение при кодировании в стандарте GSM вокодерных методов на основе метода линейного предесказания (ЛП) разрешает снизить скорость передачи с 64 до 13 кбит/с. Кодированию подвергаются отрезки речевого сигнала по 20мс. За этот интервал времени такие параметры речевого сигнала, как период основного тона, характер возбуждения (громкий или звонкий согласный звук в сопоставлении с глухими звуками), коэффициент усиления остаются постоянными.

В стандарте GSM кодирование осуществляется за методом RPE-LTP (линейное предсказание с возбуждением регулярной последовательностью импульсов и долгосрочным предсказанием). Сущность метода заключается в том, что для предсказания текущей выборки используются данные с предыдущих выборок (дифференциальная ИКМ). Каждая выборка при кодировании представляется линейной комбинацией предыдущих выборок и описывается в виде коэффициентов этой линейной комбинации и закодированной разностью предсказываемой и действительной выборками. В результате такого кодирования в интервале 20мс формируется 260 бит, за счет чего скорость передачи снижается к кбит/с. Таким образом, кодер речи обеспечивает сжатие речевого сигнала почти в 5 раз (64/13=4,92).

В состав входящей информации кодера речевого сигнала, объемом 260 бит, входят:

Параметры фильтра кратковременного предсказания(36 бит);

Параметры фильтра долгосрочного предсказания (36 бит);

Параметры сигнала возбуждения (188 бит).

Канальное кодирование обеспечивает защиту от ошибок переданной информации. В стандарте GSM 260 бит информации в интервале 20мс-сегмента речи делится на 2 класса: класс 1 и класс 2. Класс 1 в свою очередь делится на два подкласса: подкласс 1а - 50 бит наиболее чувствительных, и подкласс 1b - 132 бита, умеренно чувствительных к ошибкам. К классу 2 относятся 78 бит, наименее чувствительных к ошибкам. Структурная схема канального кодирования приведена на рис.1.5.

Информация подкласса 1а кодируется циклическим кодом (53, 50). При выявлении ошибки вся выборка откидывается и заменяется предыдущей. Закодированные 53 бита подкласса 1а, 132 бита подкласса 1b и 4 дополнительных нулевых бита (всего 189 бит) подаются на сверточный кодер (2, 1, 5), скорость кодирования которого и длина кодового ограничения . Формирующие полиномы сверточного кодера , . После сверточного кодирования 378 бит вместе с 78 битами класса 2 составляют 456 бит, в результате чего скорость передачи становится равной кбит/с.

После сверточного кодирования 456 бит подвергаются блочно-диагональному перемеживанию, которое уменьшает влияние групповых ошибок (они превращаются у ошибки малой кратности, которые исправляются при декодировании).

Рисунок 1.5 - Структурная схема канального кодирования в стандарте GSM

После перемеживания начальная последовательность из 456 бит делится на восемь 57- битовых блоков, так как в каждом слоте размещается два 57- битовых блока (114 бит). Длина слота канала трафика с учетом добавления вспомогательной и служебной информации составляет 156,25 бит. Поскольку информация одного 20- милисекундного сегмента речи занимает по одному слоту в четырех последовательных кадрах, поэтому скорость потока цифровой информации представляет (4х156,25)/20х10 -3 = 625/20х10 -3 = 31,25 кбит/с.

Эта информация (а именно 4x156,25 = 625 бит) сжимается во времени в 8 раз, так что на протяжении одного кадра продолжительностью 4,615 мс в одном частотном канале передается информация восьми временных слотов, в результате чего скорость передачи цифровой последовательности возрастает к (8x31,25) = 250 кбит/с.

На каждые 12 кадров канала трафика, что переносят речевую информацию (в мультикадре канала трафика информационными речевыми кадрами являются 0-11 и 13-25, в 12-ом кадре передается канал управления SACCH, а 26-ый кадр - пустой, резервный) прибавляется по одном кадру с информацией управления канала SACCH, который имеет скорость 20,833 кбит/с. Таким образом, скорость информационной битовой последовательности (речевого сигнала) на выходе кодера канала представляет:250 + 20,833 = 270,833 кбит/с.

Выше была рассмотрена процедура работы кодера канала только по помехоустойчивому кодированию речевого сигнала. Информация же каналов управления подвергается блочному и сверточному кодированию в полном объеме.

Так, для кодирования информации каналов: медленного соединенного канала управления SACCH; быстрого соединенного канала управления FACCH; канала вызова РСН; канала разрешения доступа AGCH; выделенных закрепленных каналов управления SDCCH используются блочный кодер (n, k) (224, 184), сверточный кодер (n, k, K) (2, 1, 5), а также схема перемеживания, аналогичная схеме перемеживания речевого канала

В каналах синхронизации SCH и случайного доступа RACH используются другие схемы блочного кодирования, а также сверточные кодеры (2, 1, 5), которые отличаются от сверточных кодеров вышеуказанных каналов управления.

При передаче компьютерных данных используются более сложные схемы сверточного кодирования и перемеживания, что обеспечивают соответственно и более высокое качество передачи информации.

Исходные сигналы канального кодера поступают на модулятор, задачам которого являются перенесения цифрового сигнала на несущую частоту, т.е. модуляция радиосигнала цифровым видеосигналом.

В стандарте GSM используется гауссова модуляция с минимальным частотным сдвигом (GMSK). При MSK-манипуляции несущая частота дискретно, через интервалы времени, кратные продолжительности информационного бита (T C), принимает одно из двух значений (постоянных на протяжении биту) – или , где – несущая частота радиоканала, – частота (скорость передачи) информационной битовой последовательности. Разнос частот – минимально возможный, при котором обеспечивается ортогональность колебаний с частотами и на интервале продолжительностью, которая равняется одному биту (Тс). При этом, за время Тс между колебаниями частот и набегает разность фаз, которая равняется . Иначе говоря, формирование MSK радиосигнала осуществляется таким образом, который на интервале одного информационного бита фаза несущей изменяется на . Беспрерывное изменение фазы синусоидального сигнала дает в результате частотную модуляцию с дискретным изменением частоты.

Наименование «гауссова» манипуляция объясняется тем, что последовательность информационных бит на модулятор поступает через фильтр нижних частот (ФНЧ) с гауссовою амплитудно-частотной характеристикой. Применение гауссового фильтра разрешает уменьшить полосу частот излучаемого радиосигнала. Для GMSK модуляции произведение полосы фильтра (F) на продолжительность информационного бита () представляет величину.

Метод MSK логически рассматривать как метод квадратурной фазовой манипуляции (двукратной относительной фазовой манипуляции (QPSK)), в которой прямоугольные импульсы, которые модулируют продолжительностью заменены полуволновыми отрезками синусоид или косинусоид. На рис.1.6 приведена схема модулятора, временные диаграммы, которые иллюстрируют процесс формирования GMSK сигнала.